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    摘要：本文介紹了開關電源的基本原理，以及變頻器里開關電源的特點。比較詳細地分析了作為開關電源里核心部件的集成振蕩心片的結構和原理。最后介紹了一個在變頻器里具體應用的實例。

   關鍵詞：開關電源；晶體管串聯穩壓電源；脈沖變壓器；脈寬調制

   1 開關電源概述

   開關電源的全稱是高頻開關穩壓電源，在變頻器里用于為控制電路提供電壓穩定的直流電源。

    1.1 開關電源的工作特點和優點

    所謂開關電源的工作特點和優點，是相對于晶體管串聯穩壓電源而言的。

    （1）晶體管串聯穩壓電源

    如圖1(a)所示，其原理是：首先經變壓器T1降壓，進行全波整流并濾波后得到直流電壓UD1，又通過晶體管VT1調整后得到穩定的輸出電壓UD2。其穩壓過程是：令UD2與基準電壓UR進行比較并放大后所得信號，用于控制晶體管VT1的基極電流，從而調整了VT1的集電極電流和管壓降，使輸出電壓得以穩定。

    這種方法的主要缺點是：

    ①因為變壓器T1需要鐵心，故體積大，重量重。

    ②晶體管VT1工作在放大狀態，故功耗大。
    
                   
                                   圖1 串聯式開關電源 

       （a）晶體管串聯穩壓電源　（b）串聯式開關穩壓電

   （2）串聯式開關電源

    如圖1(b)所示，其工作特點是：

    ①晶體管VT2并不直接控制輸出電壓，而是控制脈沖變壓器一次側的平均電壓U1。

    ②一次側電壓U1的平均值取決于直流電壓UD1與脈沖占空比D的乘積：

    U₁＝KDU_D1 （1）

    式中，U₁—脈沖變壓器一次電壓的平均值，V；

   U_D1—輸入直流電壓，V；

   K—比例常數；D—脈沖的占空比，

    定義是：D＝ t_P / t_C（2）
   式中， t_P — 脈沖的寬度，μs；t_C — 脈沖周期，μs。

   ③穩壓過程是：U_D2與U_R進行比較后所得信號，用于調整PWM發生器的占空比，從而調整了U₁的平均值，使U_D2得以穩定。

   開關電源的主要優點是：

   （1）高頻脈沖變壓器的體積小，重量輕。

   （2）晶體管VT₂工作在開關狀態，故功耗小。

   1.2 脈沖變壓器的工作特點

   高頻脈沖變壓器是開關電源里的重要部件之一，其結構如圖2(a)所示。高頻變壓器的磁路由高頻磁心構成，非但導磁率高，且體積小，重量輕。

   顧名思義，脈沖變壓器傳遞的是脈沖信號，其工作特點如下：

   當輸入的脈沖信號上升，一次繞組的磁通增加時，根據楞茨定律，二次繞組的感應電流必阻礙磁通的增加，二次電流磁通的方向，和一次磁通穿過二次繞組的磁通方向相反，如圖2(b)的上方所示，由此判斷二次電壓的極性是上“＋”、下“－”；

   當輸入的脈沖信號下降，一次繞組的磁通減少時，二次繞組的感應電流必阻礙一次磁通的減少，二次電流磁通的方向，與一次磁通穿過二次繞組的磁通方向相同，如圖2(b)下方所示，由此判斷二次電壓的極性是上“－”、下“＋”。

    可見，盡管一次電壓是單極性的，如圖2(c)中之曲線①所示，但二次電壓卻是交變的，如圖2(c)中之曲線②所示。
  
             
                                      圖2 脈沖變壓器

            (a)脈沖變壓器　b）副方電動勢　c）原、副方電壓

   2 變頻器里的開關電源

   2.1 一次電源

   變頻器里，向脈沖變壓器的一次繞組提供電源的方式主要有三種：

   （1）直流回路供電

   從變頻器內部的直流回路向開關電源提供電源，如圖3(a)所示。

    （2）取直流電壓之半

   因為變頻器里直流電路的濾波電容通常都是由兩組電容器串聯而成的，所以，可以從兩組電容器的中間取出直流電壓，如圖3(b)所示。這種方法可以降低對開關電源的耐壓要求。
   
                    
                                   圖3 開關電源的輸入電源

                （a）取直流電源　（b）取直流電源之半　（c）獨立電源

   （3）單獨供電

   電源取自變頻器主接觸器KM之前，通過變壓器降壓后向開關電源供電，如圖3(c)所示。這種方式的開關電源比變頻器先得電，可以使控制電路事先做好準備工作后再讓變頻器通電。

    2.2 二次繞組

   如圖4所示，除了W1是高壓的一次繞組外，其余都是低壓的二次繞組，它們的作用分別是：

   （1）自激電源

   如圖中之W₂，用于為PWM發生器提供自激勵電源。

   （2）5V電源 　

   如圖中之W₃，用于為CPU提供5V電源，是控制電路中對穩壓要求最高的電源，所以采用π形濾波，穩定電壓的采樣電壓也由此取出。就是說，控制電壓的是否穩定，主要看5V電壓。

   （3）±15V電源

   如圖中之W4和W5，主要用于為變頻器的頻率給定電路提供電源。

   （4）24V電源

   ①為接收外接開關量信號的電路提供電源；

   ②為用戶提供24V電源，以便用作傳感器或低壓控制電路的電源。
  
                     
                                    圖4 變頻器開關電源的二次繞組

   （5）驅動電源

   為IGBT的驅動電路提供電源。驅動電源又分兩種情況：

    ①上橋臂驅動電源 變頻器中，逆變橋上橋臂的三個逆變管分別和輸出的U、V、W相聯接，如圖5中之①、②、③所示。故三個電源的二次繞組必須分開，互相間是絕緣的，如圖4中之W₇、W₈和W₉所示。

    ② 下橋臂驅動電源 變頻器中逆變橋下橋臂的三個逆變管的發射極都和直流電路的負端N相接，如圖5中之④所示。故可以共用一個電源，變壓器的二次繞組如圖4中之W10所示。

    2.3 開關電源的穩壓途徑

   （1）開關電源的輸入電壓

   許多變頻器里，開關電源的輸入電壓直接取自直流高壓UD，而直流高壓UD是很不穩定的，如圖6(a)中之曲線①所示，原因如下：

   ①濾波效果差　因為變頻器的直流電路里只用了簡單的電容器濾波，濾波后的電壓紋波仍十分明顯。

   ②輸出負載變動　電動機的負載率是經常變動的，當電動機的負載率變動時，直流電壓UD也將隨之波動。

   ③過渡過程中的電壓波動　例如，在電動機加、減速的過程中，直流電壓有較大幅度的波動。
  
                  
                                         圖5 變頻器的驅動電源

   （2）穩壓途徑

   首先，把輸入電壓經脈寬調制后，得到如圖6(a)中曲線②所示的脈沖系列，其平均值為U₁。

   由式(1)知，當U_D2變動時，通過改變脈沖系列的占空比D，可以使U₁的平均值保持不變。具體地說，則：

   當U_D2偏低時，加大占空比D；而當U_D2偏高時，減小占空比D，如圖6(b)所示。
         
                     
                                                  圖6 開關電源的穩壓

                                   （a）穩壓框圖　（b）穩壓原理

   為此，開關器件大多采用能夠以很高頻率進行通、斷控制的電力MOSFET管，如圖6(a)所示。晶體管VT由一個PWM發生器來控制。因為最終要求輸出的直流電壓UD2穩定，所以，判斷電壓是否偏離基準值的信號，從輸出側取出，并以此來調整PWM發生器的脈沖占空比。

   2.4 脈沖變壓器的一次側電路

   脈沖變壓器的一次側電路如圖7(a)所示，當晶體管VT導通，一次電壓u ₁上升時，因為變壓器的一次繞組是個大電感，所以電流i₁是按指數規律上升的，如圖7(b)中的曲線②所示，源極電阻R_S上的電壓降u _S也按指數規律上升。由于電流的增大，使二次繞組里的感應電動勢e₂為“＋”（上“＋”下“－”）；
                     
                                   圖7 脈沖變壓器的一次電路 

                     （a）脈沖變壓器電路　（b）各參數波形


    當晶體管VT截止，一次電壓u ₁下降時，變壓器一次繞組的電流i₁不能立即消失，而是通過二極管VD續流，向電容器C充電，所以電流按指數規律下降。但這時，VT的源極電流等于0，源極電阻R S上的電壓降u S也降為0，所以，u S是鋸齒波，如圖7(b)中之曲線④所示。在電流i₁減小的過程中，二次繞組里的感應電動勢e₂為“－”（上“－”下“＋”）。所以，二次繞組里感應電動勢的波形如圖7(b)的曲線③所示。
  
    3 開關電源的振蕩心片

   現在的變頻器里，分立元件的開關電源已很少見，大多采用由集成電路振蕩芯片來調整脈沖序列的占空比。
  
                    
                      圖8   振蕩芯片各管腳的功能

   3.1 振蕩芯片的管腳功能

   以變頻器里用得較多的3844振蕩芯片為例，如圖8所示，各管腳的功能如下：

   ⑦腳和⑤腳：輸入電源端子，最大輸入電壓為30V，通常為20V左右；

   ⑧腳：輸出5V基準電壓，其溫度穩定性好，常用來為反饋網絡和R、C振蕩回路提供穩定的電源。

   ④腳：芯片內部振蕩器的輸入端，用于產生決定脈沖周期的時鐘脈沖。可通過外接的阻容電路和內部的振蕩電路配合，調整振蕩頻率。
  
                     
                                   圖9 振蕩芯片的供電

   ②腳：電壓反饋信號的輸入端，其輸入信號的大小將調整PWM的占空比。

   ③腳：電流反饋信號的輸入端，用以輸入一次繞組的電流信號和進行過電流保護。

   ①腳：誤差信號輸出端，用于和外部的阻容反饋網絡相配合，以調整內部放大器的放大倍數，和改善動態響應。

   ⑥腳：PWM脈沖序列的輸出端，用于驅動開關管的控制極。

   3.2 振蕩心片的激勵與自供電

   變頻器接通電源后，直流電壓U_D由R ₁和R ₂降壓后，在穩壓管VS₁上得到比較穩定的低壓，開始向電容器C₁充電，如圖9所示。C₁上的電壓施加于振蕩心片PC₁的⑦腳和⑤腳之間，當C₁充電到一定程度時，PC₁被激勵而開始振蕩。⑥腳開始有脈沖輸出，并驅動晶體管VT的柵極，VT開始導通，脈沖變壓器的一次繞組W1得到脈沖電流。

   一次繞組W₁中的脈沖電流迅速上升，二次繞組W₂產生上‘＋’下‘－’的感應電動勢E₂，E₂經二極管VD₂整流后向⑦腳供電。通常，振蕩芯片從直流電路吸收的激勵電流只有1mA，而正常工作時吸收的電流約為15 mA。就是說，當芯片振蕩起來后，心片的電源主要由W₂自己提供，W₂稱為自供電繞組。

    3.3 脈沖周期的決定

    芯片內部的振蕩器是用來產生時鐘脈沖的，時鐘脈沖的周期就是PWM的脈沖周期t_C。t_C的大小由外電路的R₃和C2決定，如圖10所示。
       
                        
                                  圖10   振蕩器電路


    時鐘脈沖的寬度t_D稱為死區，t_D的最佳值約為振蕩周期t_C的15%。有關資料表明，t_D主要取決于C₂的大小。

    3.4 電壓反饋和誤差信號

   芯片內部有一個誤差放大器A₁，如圖11所示，其正相輸入端輸入的是一個基準電壓，它取決于內部的基準電源經R ₀₁和R ₀₂的分壓，通常為2.5V，反相輸入端得到的是從②腳輸入的電壓反饋信號。

   ②腳輸入的電壓反饋信號和內部的基準信號相比較，得到‘誤差信號’，外部的R ₇、C₄電路，實際上是跨接在放大器的輸出端和反相輸入端之間的，R ₇用來改變A₁的放大倍數，C₄則用來吸收干擾信號，兩者的接入，可以改善A₁的動態響應。所以，振蕩芯片的①腳并不是向外電路提供誤差信號，而是為了和外電路的R₇、C₄配接而設置的。
 
                  
                                  圖11    誤差信號

    3.5 PWM鎖存器

   鎖存器實際上是一個具有鎖存功能的R －S觸發器，在這里，鎖存功能表現為：在一個周期里，觸發器只能翻轉一次。

    （1）鎖存器的置位

   如圖12(a)，鎖存器的S端輸入的是由振蕩器產生的時鐘脈沖，如圖12(b)中之曲線①所示。所以，當每次時鐘脈沖為高電平時，R －S觸發器的Q端就被置位，輸出高電平（Q 端為低電平）。

   （2）鎖存器的復位

   圖12(a)中，又有一個放大器A₂，其正相端輸入的是電流反饋信號，它是鋸齒波，如圖12(b)中之曲線③所示，A₂的反相端輸入誤差信號u _C，是一個直流信號，如圖12(b)中之曲線②所示。在這里，誤差信號u _C是用來作為門限電壓的。當電流反饋信號u _B（鋸齒波）小于u _C時，A₂輸出低電位，而當u _B上升到和u _C相交時，A₂的輸出變成高電位，使鎖存器復位。從而，鎖存器輸出端的信號如u _Q所示，但鎖存器是從‘非’端輸出的，所以，鎖存器的實際輸出信號如圖中的曲線④所示，其脈沖的寬度為t_P。
  
                   
                                          圖12 鎖存器的工作 

                    （a）邏輯框圖　（b）邏輯關系與各部分波形

   3.6 脈沖占空比的控制

   脈沖周期是由振蕩器決定的，并且固定不變；脈沖寬度則取決于誤差信號u _C。

   在圖12中，當②腳輸入的電壓反饋信號偏大時，說明開關電源的輸出電壓偏高。因為電壓反饋信號是接到放大器A₁的反相端的，故誤差信號u _C將減小，如圖13(a)和(b)中之曲線②所示，可以看出，當電壓反饋信號偏大時，u _B和u _C的交點位置左移了，結果是脈沖系列的占空比減小了，使偏大的輸出電壓有所下降，開關電源的輸出電壓趨于穩定。 
 
                    
             
                                                圖13 占空比的控制  

                       （a）誤差信號較大　（b）誤差信號較小  

    3.7 脈沖的輸出

   從觸發器輸出的PWM脈沖u E和從振蕩器產生的時鐘脈沖又共同輸入到或門F，如圖14(a)所示。F的邏輯關系如圖14(b)的上部所示。F正相端X的輸出信號使VT₀₂導通，用于加速主晶體管VT的截止，與輸出的脈沖波形無關。與輸出的脈沖波形有關的是或門‘非’端Y處的波形，根據或非門的邏輯關系，得到u _Y的波形如圖14(b)中的曲線⑤所示，經VT₀₁放大后，得到主晶體管VT柵極的驅動電壓u G的波形如曲線⑥所示。
  
                   
                                        圖14 脈沖的輸出  

                 （a）電路框圖　（b）邏輯關系和各部分波形

   4 變頻器開關電源實例

   如圖15所示，是某變頻器實際開關電源的電路。二次繞組W₃的感應電動勢經整流和濾波后得到＋5V直流電壓，因為＋5V直流電源是提供給CPU的，對穩壓的要求最高。所以，反饋信號從＋5V電源處取出。圖中，＋5V電源經R₁₅和R₁₆分壓后得到反饋信號，用于控制可控穩壓器件PC₃的電流IS。PC₃和光耦合器PC2的發光二極管串聯，發光二極管的電流I D將隨I S一起改變。

    接受反饋信號的電路由振蕩心片PC₁的⑧腳提供十分穩定的電源，經光耦合器中PC₂的光敏三極管和R₈、R₉構成反饋回路。反饋回路內電流的大小取決于PC₂的光敏三極管電流I _T，反饋信號U_F從R₉上取出，提供給振蕩芯片的②腳。
 
                   
                             圖15    從CPU的5V電源采樣

   穩壓過程如下：

   假設＋5V電壓偏高，則PC₃控制端的電壓u C升高：

   →可控穩壓器件PC₃的電流I S升高；

   →光耦合器PC₂的I _D升高；

   →光耦合器PC₂的I T升高；

   →振蕩芯片PC₁②腳的反饋信號UF升高。振蕩芯片PC₁在得到反饋信號升高的信息后，將：

   →使PWM脈沖序列的占空比D下降；

   →脈沖變壓器一次繞組W1的平均電壓下降；

   →二次繞組W3的感應電動勢下降；

   →＋5V電壓下降，使偏高的電壓得到調整。

   張燕賓（1937-）

    畢業于上海電機學院的工業企業自動化專業和吉林函授學院的數學系，高級工程師。曾先后在長春工業大學和長春大學任教，曾任宜昌市自動化研究所副所長、宜昌市科委深圳聯絡處主任、宜昌市自動化學會理事長、湖北省自動化學會常務理事等職。退休后從事變頻調速技術的推廣應用。每年應邀在各地主講變頻調速學習班；在各類雜志上發表介紹變頻調速應用方面的文章百余篇；已經出版的著作有《SPWM變頻調速應用技術》（第一、第二、第三、第四版）、《變頻調速應用實踐》（主編）、《電動機變頻調速圖解》、《實用變頻調速技術培訓教程》、《常用變頻器功能手冊》、《變頻調速460問》、《變頻器應用教程第一、第二版》、《變頻器的安裝、使用和維護》、《變頻器應用圖冊》、《小孫學變頻》、《生產機械的變頻調速》（主編）、《變頻調速600問》等。    

   摘自《自動化博覽》2012年第一期